| 标题 | 基于矢量控制的电动自行车控制器设计 |
| 范文 | 刘锴+王宜怀+徐达 摘 要： 电动自行车传动系统中对节能和降噪的需求日益提高，相比传统使用两两导通120°方波驱动方式的无刷直流电机，采用矢量控制方式的永磁同步电机具有噪声小、能效低等优点。在满足基本功能的前提下，设计一套低成本的控制器硬件，并描述了两个零矢量交替使用的七段式空间矢量脉宽调制、单电阻采样定子电流重构的基本原理、电动自行车基本功能的软件实现。最后通过基于STM32F031C6T6的实验平台进行验证，实验结果表明，矢量控制系统对电动自行车传动系统性能有较大提升，相比方波控制器具有更高的性价比。 关键词： 电动自行车； 永磁同步电机； 矢量脉宽调制； 单电阻采样； 电流重构； 转矩脉动 中图分类号： TN345+.5?34； TM301.2； TM571 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2018）02?0111?05 Abstract： The demands of electric bicycle transmission system for energy saving and noise reduction are increased. In comparison with the traditional brushless DC motor driven in the 120° square wave drive mode with conduction in pairs， the permanent magnet synchronous motor in the mode of vector control has the advantages of low noise and low energy efficiency. Under the premise of satisfying the basic functions， a low?cost hardware of the controller was designed. The basic principle of the seven?step space vector pulse width modulation （SVPWM） that two zero vectors are utilized alternately and single?resistance sampling stator current reconstruction， and the software implementation of the electric bicycle′s basic functions are described. The controller was verified on the experiment platform based on STM32F031C6T6. The experimental results show that the vector control system can enhance the performance of the electric bicycle drive system greatly， and has higher cost performance than the square wave controller. Keywords： electric bicycle； permanent magnet synchronous motor； SVPWM； single?resistance sampling； current reconstruction； torque ripple 现在生活空气污染日益加剧，作为绿色交通工具的电动自行车拥有灵活、轻巧、零排放、价格低廉等优点，在我国市场保有量很大且前景十分广阔[1]。目前为止，电动自行车的电机大都采用无刷直流电动机，这种电机控制结构简单且生产成本较低，但其定子电流和气隙磁通为方波或梯形波，有转矩脉动大、静音效果差等缺点[2?3]。随着对电动自行车传动系统的要求提升，近年来基于矢量控制的永磁同步电机被应用于代替无刷直流电机，用以克服以上问题。永磁同步电机的定子电流和气隙磁通都接近正弦波，配合矢量控制器使用能明显改善转矩脉动和噪声等问题[4]。本文重点介绍了七段式矢量脉宽调制（SVPWM）算法、单电阻采样电流重构的基本原理，并在不增加成本的基础上设计了一款基于STM32F031C6T6的矢量控制器。 1 矢量控制器系统组成及核心硬件设计 1.1 矢量控制器系统组成 1.1.1 矢量控制系统框图 电动自行车控制器系统如图1所示。控制器可分为电源功率电路和控制信号电路，其中电源功率电路包括48 V蓄电池电源、开关电源、驱动电路和逆变电路。控制信号电路则包括了以STM32F031C6T6为基础的主控电路、母线电流采样放大电路、霍尔信号电路及转把、刹车等信号电路。 在电动自行车控制系统中，转把将模拟信号传入MCU的A/D输入口经MCU解析后来控制速度。刹车、助力等模拟信号则直接转换为高低电平传入MCU进行解析。电流采样电路接入主控芯片的A/D输入口，根据实时转子位置设定采样点采集电流[5]。霍尔信号每次变化代表转子转过60°电角度，MCU通过霍尔反馈信息估算速度和加速度并据此推算转子实时位置，根据实时电流和转子位置加载矢量控制算法实现电机的矢量运转。 1.1.2 矢量控制系统基本原理 矢量控制最终目的是模仿直流电机，对其定子电流的转矩分量和励磁分量解耦控制，实现电机转矩和磁通的独立控制。但一般不同控制对象下选取定子电流参考值的方式不同[6?8]，针对电动自行车用表贴式轮毂电机的特点，采用Id= 0控制方式来简化控制策略。 理想永磁同步电机电磁转矩主要由三部分组成，永磁磁链与交轴电流产生转矩T1，直轴磁链和交轴电流产生的转矩T2，交轴磁链与直轴电流产生的转矩T3，三者合成后的电磁转矩为Te，表示如下： 由上述公式可知表贴式轮毂电机电磁转矩直接受电流控制，因此采用= 0控制，可以实现对控制策略的简化。 根据霍尔信号的变化估算出转速，估算出的转速信号与转把给定的转速信号比较，通过PI控制器算出定子电流q轴参考值，并将d轴参考值设为0。将采集到的定子电流Ia，Ib和Ic，通过Clark变换等效成两相静止坐标系下的电流Iα和Iβ，再通过Park变换等效为旋转坐标系下的直流电流Id和Iq。其中Ia相当于直流电动机的励磁电流，Iq相当直流电动机的转矩电流。接下来通过与它们的参考值相比较，经过PI调节器可获得控制量Ua和Uq，这两个控制量通过Park逆变换后变为Uα和 Uβ，最后根据SVPWM的合成方法合成所需的矢量，达到矢量控制的目的。矢量控制框图如图2所示。 1.2 矢量控制器核心硬件设计 矢量控制器硬件包括电源功率部分和信号控制部分，其中信号控制部分的电流采样和电源功率部分的功率管驱动是实现矢量控制的核心环节，电流采样一般有：电流传感器采样、单电阻采样、三电阻采样三种方法。其中电流传感器成本过高无法满足成本要求，三电阻采样法需要在电路中加入三个采样电阻使硬件设计变得复杂，综合考虑采用单电阻的采样方法可以控制成本并简化设计。考虑到成本因素，功率管驱动部分采用分离器件搭建。电流采样和功率管驱动电路图如图3所示。 采样的电阻会影响系统平衡和电路效率，因此所选用采样电阻的大小应该控制在毫欧级，具备几十安培以上的过流能力，通过电流变化引起运放输入端零点几伏的电压变化，并配合放大电路完成A/D输入。矢量控制器中电流采样由两根5 mΩ的康铜丝并联实现。它是铜镍构成的电阻合金，其温度系数低，工作温度范围宽，生产加工简单，在焊接时可以调整焊接长度来调整阻值。 低速运放已经无法满足矢量控制的电流采样要求，因此使用SGM8632，SOP?8封装的轨对轨高速运放采样平均电流和相电流。由于运放输入端的采样电压可能会产生溢出，因此通过R79，R48和R36，R69对采样值进行电压抬升偏移以确保采样有效，U3A将采样值放大8.78倍传入MCU的A/D口用来控制平均电流，U3B去掉了输入端的RC滤波电路且将放大倍数增至22倍，用于实时采样相电流。 驱动部分为了满足成本需求采用分离器件搭建，以W相为例，当上臂输入低电平时三极管Q17打开，Q17打开后Q2随之打开，通过D14，D4，R98，R10打开MOS管V7，反之当上臂输入高电平时Q17关闭，Q2也随之关闭，C15存储的电能随之放出，V7关闭。W相下臂驱动采取和上臂完全对称的结构实现MOS管的打开与关闭。 2 矢量控制器核心软件设计 2.1 七段式SVPWM算法 SVPWM是由三相功率逆变器的6个功率开关元件组成的特定開关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽可能接近于理想正弦波行。空间电压矢量PWM与传统正弦PWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹，相比SPWM技术，绕组电流波形谐波成分小，电机转矩脉动小，旋转磁场更接近圆形，而且直流母线电压利用率更高。 三相逆变桥的6个开关管，根据不同的导通状态可以产生8种不同的电压基本矢量。七段式SVPWM算法就是在某个时刻电压矢量旋转到某个区域中时，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在施加时间上的不同组合来得到。两个非零矢量和两个零矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制四个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转。 根据图1的逆变器电路，VT1～VT6六个开关管行成8个电压矢量可分别表示为U0，U1，U2，U3，U4，U5，U6，U7，其中U0，U7为零矢量，不产生力矩输出。以这8种不同工作矢量形成的实际磁链来追踪三相对称正弦波供电时定子的理想磁链圆，即可得到 PWM的等效基准磁链圆[9]。 如图4所示，整个空间被分为6个扇区，首先根据霍尔反馈的信息确定当前转子所在扇区号。例如当转子处于第I扇区，利用U1，U2，U0，U7来合成矢量Uref，T1，T2分别为U1，U2的作用时间，T0，T7分别为零矢量U0，U7的作用时间，Ts为载波周期，Udc为U1的幅值，可得： 依据式（6）～式（10）可以得出各个调制波的占空比，为了减少开关损耗，在每次开关状态转换时，只改变其中一相的状态，并对零矢量的时间采取平均分配的方法，以使产生的PWM对称，从而有效地降低PWM的谐波分量。仍以第I扇区为例，基本矢量的切换顺序为：U0，U1，U2，U7，U2，U1，U0这一顺序保证每次矢量切换只改变一相的开关状态，是实现七段式SVPWM的最佳方法，三相PWM加载值如图5所示。 七段式SVPWM每个周期要进行6次开关切换，PWM输出波形完全对称，使谐波得到了很好的抑制，电机转矩脉动小，母线电压利用率得到了提升。 2.2 单电阻采样定子电流重构 矢量控制算法为了实现电流闭环控制，需要对电机的相电流进行实时检测，为了控制成本采用单电阻的母线电流检测方法，在一个开关周期内采集两相电流，由于三相电流和为零，可以根据两相电流推算另外一相电流[10]： 相电流和母线电流的关系需要根据功率管的开关状态和相应导通相来确定，对于不同的电压空间矢量，相电流与直流母线电流的对应关系如表1所示。 表1说明了母线电流和相电流的对应关系，在对应的开关状态选取其中点时刻进行采样，如图5所示Ishunt行分别在U1，U2的中点时刻采集两个电流值Ia，-Ic，只要开窗时间足够长这种方法可以实现大多数位置的电流正常采样和重构，但是在处于相邻空间矢量边界或低调制比状态时，由于开窗时间无法满足，因此需要通过插入有效矢量的方法来实现相电流的正常采样和重构。以第一和第二扇区空间矢量的边界为例，此时有两个桥臂的PWM占空比几乎相同，如图6所示，这时在一个开关周期内只能采样一相电流-Ic，无法完成电流重构。因此在边界区域需要插入有效矢量来完成另一相电流采样，如图6所示，在时间段U7中插入一个能满足采样时间的有效矢量，并保持整个占空比不变，矢量插入后有足够的开窗时间采集电流-Ia。这一方法对整个系统影响较小且可以实现转子在边界或低调制比区域的电流采集和重构。 3 实 验 基于以上调制算法和硬件设计，搭建以STM32F031C6T6为核心的平台进行实验。选择的测试电机数据如下，额定电压48 V，额定输出功率为 500 W，额定转速为460 r/min，选择MOS管 ST100N8，80 V，100 ℃时通态电流为70 A，驱动器件采用分立器件。实物如图7所示。 当改变转把给定值时，可以观测到电机速度随之变化，改变电机负载可以观测到电流的大小变化，电机速度保持恒定，观测到两个负载下的电流波形，如图8a）和图8c）所示，同时测量了在两种负载下的方波控制器电流波形如图8b）、图8d）所示，可以看出矢量控制系统的电流波形转矩脉动有很大改善。用分贝仪测试了在400 r/min下两种控制器的噪声参数，矢量控制器的噪声峰值为53 dB，均值为49 dB，方波控制器噪声峰值为65 dB，均值为59 dB，可知矢量控制系统对噪声也有很大改善。 4 结 语 根据电动自行车传动系统升级的需求，基于单片机STM32F031C6T6，设计了一套针对永磁同步电机的低成本矢量控制系统。首先对矢量系统的整体框架进行了介绍，接下来对核心硬件和SVPWM算法以及单电阻电流重构进行了详细分析并针对一些特殊情况提出了解决方法。实验结果表明，依据上述设计方案可以完成电动自行车矢量控制器的设计，相比传统方波控制器具有转矩脉动小、噪声低等优点，且整体成本增加少，有较高的性价比。 参考文献 [1] 陈君科，范蟠果.电动自行车控制器设计与实现[J].电力电子技术，2008，42（3）：81?83. 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