| 标题 | 基于单端正激谐振磁复位技术的薄片电源设计 |
| 范文 | 国凤娟 王福鑫 摘要：薄片电源的设计对于电路设计要求比较特殊，既要保证产品尺寸比同类产品小，又要保证性能参数与同类产品一致甚至更为严格，同时要求高效率、低纹波、高可靠、工作温度范围宽等。该文通过分析计算，选用单端正激谐振磁复位技术，实现30W 单路输出薄片电源的设计。 关键词：单端正激；谐振磁复位；薄片电源 中图分类号：TP3 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2018）11-0242-03 1 引言 随着电子技术的迅猛发展，对产品的小型化、高性能、轻量化和低成本的需求愈发迫切。 某船舶电子设备需求5V供电，本文对以28V母线、30W输出的小体积薄片电源模块进行详细设计及分析。其基本电气指标要求包括：输入电压范围16V～40V，输出电压5V（6A），纹波电压≤50mV，容性负载≤2000uF，产品高度8.0mm，比同类产品高度低20%。 2 电路的详细设计 2.1 设计难点 对比国内外同系列单路电源模块，输出电流一般为5A，容性负载为300uF，产品高度约为10.16mm，而该模块电源要求输出电流达到6A，容性负载达到2000uF，产品高度约为8mm。如此高的性能指标要求，常规的基于RCD磁复位技术的单端正激拓扑无法实现，考虑采用基于谐振磁复位技术的单端正激拓扑，新技术使产品在软开关准谐振条件下工作，产品效率相对于RCD磁复位提高，达到了降低产品开关噪声、提高产品效率的效果。 产品动态特性要求高，必须保证产品反馈网络具有足够高的增益，电路稳定性设计难度较大，我们通过计算分析、相位分析仪扫频分析等方法，采用三级补偿网络进行补偿，最终保证产品反馈网络有足够的带宽的前提下，留有相位裕度和增益裕度，保证产品稳定性。 2.2 主功率转换电路计算分析 2.2.1 主功率拓扑工作原理 电路采用单端正激式拓扑结构，基本原理如下：未稳压的输入电压经过滤波电路，接入变压器的初级端，通过脉宽调制电路来控制变压器初级电压的导通时间，变压器初级电压耦合到次级，经过整流滤波得到输出电压5V。线性稳压电路将从5V取样的电压与基准电压比较，其产生的误差信号通过光耦隔离方式傳输到初级侧PWM控制器，来控制PWM的占空比，当输入电压降低或负载加重时，占空比增加，反之亦然，从而得到稳定的输出电压。 2.2.2 PWM 控制的选择及应用设计 本电路中选用TI 公司的成熟PWM控制芯片UC1843A， 该芯片为电流型PWM，具有功耗低、功能齐全，应用方便、驱动能力强等优点，不需要外加驱动电路，在中小功率单端正激拓扑DC/DC变换器中广泛使用。 2.2.3 功率变压器设计 2.2.3.1 磁芯选择 本设计选取电路工作于CCM模式，工作频率在500kHz，根据TDK手册中特性曲线可选择PC50材质。采用AP法计算磁芯尺寸，相关计算如下： 其中：AP是Aw、Ae的乘积（cm4），即磁性窗口面积与磁芯有效面积的乘积； PT=VPIP+VSIS，为原边和副边的功率之和，称为变压器的视在功率（W）； Ko为使用系数，与线径、绕组有关，一般取Ko=0.4； Kf为波形系数，方波时Kf=4； fs开关工作频率（Hz）； BW为工作磁通密度（T）； Kj为电流密度比例系数，X为常数，由磁芯决定，常用磁芯结构常数参见表1。 磁芯的选择就是选择合适的AP值，使变压器输出功率PT时，铜耗铁耗引起的变压器温升在额定的范围内。通过计算得到AP值，查表选择合适的铁氧体的Aw、Ae的乘积。查TDK手册可选用PC50 RM5型磁罐，由于产品高度限制，将PC50 RM5型磁罐高度减小。 2.2.3.2 匝数计算 根据工程经验，取开关频率f=500KHz，最大占空比D=0.45，磁振幅△B=0.1T，RM5磁芯截面积Ae=23.7mm2。计算得最大开启时间Ton=D/f=0.9us，T=1/f=2us。 16V输入时占空比最大，考虑衰减，取变压器两端电压Vp=15.5V，考虑寄生参数、磁性元器件复位等，综合优化取△B=0.1T，匝数计算如下： Np=（Vp×Ton）/（△B×Ae）=（15.5V×0.9us）/（0.1T×23.7mm2）=5.88≈6匝 初级每匝电压为2.67V/匝。 考虑输出整流管、绕组等压降，计算变压器次级电压： Vs=（Vo+ VD+ VL）/D=6/0.45=13.3V 计算次级匝数如下： Ns=Vs/V1=13.3V/（2.67V/匝）=4.9匝。 试验后，取Ns=4匝。 验证，Ton= （T*Vs/Ns）/（Vs/Ns+Vp/Np）=（2us*6V/4匝）/（6V/4匝+15.5V/6匝）=0.73us，占空比D=Ton/T=0.73us/2us=0.37，满足设计要求。 2.2.4 PWM控制器辅助电源设计 PWM控制器芯片UC1843A所需供电电压约8.4V，电流约为17mA，功耗约为0.1W，相对较小。其供电选用典型串联式稳压电路给PWM供电，电路简单、可靠。PWM供电电路如图1所示，D3选用11V稳压管，R1选择10kΩ电阻，Vin=40V时R1、N2损耗最大，R1最大功率损耗PR1=（40V-11V）2/10000Ω=0.0841W，N1最大功率损耗PV2=（40V-11V）×0.017A=0.493W，N1所选器件额定功率1W，满足降额。 2.2.5 隔离功率转换电路设计 功率转换主要器件为MOSFET，选择的原则是在满足电压、电流降额的基础上，优先选用导通电阻低、开关速度快的器件，这样能有效减小驱动损耗和MOSFET的开关损耗。 本电路选用的MOSFET漏源极额定电压达到150V，额定最大漏极电流为15A，实际漏源极电压VDS=2.6*VIN=104V，漏源峰值电流为IDS=NS*IOUT/NP=5.625A，完全满足使用过程中电压、电流因子的降额，且开关性能好，需要的驱动电流很小，开关损耗和驱动损耗较低。 2.2.6 整流电路设计 计算工作时整流二极管及续流二极管承受的最大反向电压及峰值电流，整流二极管最大反向电压VF 计算如下：VF1=Vo+DmaxVINmax*NS/NP（1-Dmax） 计算得：VF1=11.6V；续流二极管最大反向电压VF2 计算如下：V F 2= V I N m a x* N S/ N P 计算得：VF2=26.7V；整流二极管及续流二极管正向电流峰值与输出电感CCM 时的最大峰值电流相同，则有：ID1=ID2=IOUT/D 计算得ID=8A。 2.2.7 输出滤波电路设计 输出电感设计计算 已知产品输出最大电流IO（max）为6A，设产品峰值电流Ipmax为8A，取纹波电流系数k为0.2，最小占空比为45%，选择P14磁芯材料开气隙制作输出电感，控制电感工作时的最大磁通密度BMAX≤0.3T。 在电流连续时，输出电感电感量计算公式如下： 计算得：Lo=22uH； 计算电感最大峰峰值磁通摆幅： ΔBMAX=BMAX×k×IO（MAX）/Ipmax 计算得：ΔBMAX=0.045T； AP 法计算选择磁芯，单线圈系数K1 取0.03： 計算得：电感AP=0.117cm4； 选择P14 型磁芯（AP=0.1324cm4）。 N=10 匝； 根据公式L=AL×N2，计算得：电感系数AL=220nH/N2； 输出滤波电容设计计算 设控制输出电压纹波≤ 50mV，根据输出电容计算公式计算： 考虑电容在高直流偏置电压条件下容量下降，设计选择47uF电容器。 2.3 产品整体结构 产品采用厚膜混合集成电路技术，厚膜基板与DBC基板相结合，将各种裸芯片、厚膜电阻、片式阻容以及磁性器件等进行了高密度集成。降低产品壳体高度，实现产品小型化，便于用户使用。 3结论 本文基于单端正激谐振磁复位技术计算分析，设计实现了30W薄片电源主功率转换，经工程验证，满足电路实际应用需求。应用该种电路拓扑，可有效提高电源效率及电磁兼容性，满足各类高可靠高性能需求的电子设备应用需求。 参考文献： [l] 张占松， 蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].北京：电子工业出版社，2004. [2] Sanjaya Maniktala.精通开关电源设计[M].2版.王建强， 等， 译.北京：人民邮电出版社，2015. |
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