| 标题 | DMR标准物理层接收算法设计 |
| 范文 | 杨青山+王冬海+胡汉武 摘 要： DMR物理层标准采用的是4FSK调制技术，其具有TDMA双时隙结构、频谱效率高、通信距离远、抗干扰能力强以及语音数据业务功能丰富等特点。DMR标准提高了频谱使用率，扩大了通信容量，提高了沟通效率，节约了使用成本，使用户获得高效的无线通信服务。在此介绍了一种基于差分解调结构的接收算法，该算法易于实现，并且接收灵敏度满足DMR测试指标。 关键词： DMR； 差分解调； 物理层标准； 时隙结构 中图分类号： TN929.52?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）15?0070?03 Receiving algorithm for DMR standard physical layer YANG Qing?shan， WANG Dong?hai， HU Han?wu （Guangzhou Haige Communications Group Incorporated Company， Guangzhou 510663， China） Abstract： 4FSK technology is adopted in DMR physical layer standard， which has the characteristics of TDMA double time?slot structure， high spectrum efficiency， long communication distance， strong anti?interference ability and rich voice data service. DMR standard can improve the spectrum utilization， enlarge communication capacity， enhance communication efficiency， save the usage cost， and allow users to obtain high?efficiency wireless communication service. A receiving algorithm based on differential demodulation structure is introduced in the paper. The algorithm can be realized easily， and its receiving sensitivity can meet DMR testing specification. Keywords： DMA； differential demodulation； physical layer standard； time?slot structure DMR标准设计的带宽为 12.5 kHz，帧结构为双时隙的TDMA帧，每个时隙为30 ms的突发，并且每个突发都可以独立使用[1]，通常一个呼叫使用时隙1而另一个呼叫使用时隙2。DMR标准规定了数据帧和语音帧，其中数据帧时序分为单时隙传输模式和双时隙传输模式，其传输模式的差别由DMR上层协议的信息速率决定[2]。语音帧的传输以6个突发组成的超帧（360 ms）为基本单位。超帧中的语音突发依次用字母A到F表示。其中，突发A是超帧的起始帧，携带语音同步字；突发B到F则携带嵌入信令，在通话时间内不断重复完整的TDMA超帧。图1为语音超帧，所以在算法实现时，需要对数据帧和语音帧做不同的处理。 1 DMR突发结构 DMR标准中基站方设计了3种突发类型，分别为数据突发、语音突发、反向信道控制信令突发，长度都为264 b，中间位置都有一种特殊的帧同步序列，长度为48 b，不同的突发类型，同步序列也不一样，数据突发的同步序列和语音突发的同步序列为负相关，这两种同步序列和反向信道同步序列为正交序列，所以在接收机方可以使用本地存储的同步序列与所接收的信号进行时域相关，设置一定的门限值就可以判断出不同的突发类型[3]。图2为DMR突发结构图。 图1 语音超帧 2 接收算法设计 接收到的信号经过下变频后，信号变为零频信号，采样率降低到38.4 kHz，之后信号经过相位估计和差分，匹配滤波后输出供后续译码处理，对匹配滤波后的信号进行帧同步搜索，得到最佳采样点的位置和频偏估计值。图3为整个DMR接收系统框图。 图2 DMR突发结构图 图3 DMR接收系统框图 2.1 相位估计和差分 接收端所接收到的信号为： [Slr（nTs）=exp（j2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0）] 式中：[θ0]为接收中引入的相偏。首先通过反正切运算，得到相位估计[θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0]，然后通过差分得到瞬时相位值[srcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π），]从而消除相位[θ0]的影响。 其中反正切使用CORDIC算法实现[4]。其迭代关系式为： [xi+1=（xi-yiδi2-i）yi+1=（yi+xiδi2-i）Zi+1=Zi-δi2-iδi=sgn（Zi）] 式中：[xi]的初始值为Q路信号；[yi]的初始值为I路信号，如果令角度累加值[Z]的初始值为[0，]则利用CORDIC算法的向量模式就可以实现反正切运算。为了保证在接收到的信号很小时，通过CORDIC，算法也能保证很好的精度，在进行计算前，需要把I，Q两路信号同时放大32倍，这样在接收端不需要数字AGC（自动增益控制）。 2.2 匹配滤波 匹配滤波器使用的参数和发送端的成形滤波器参数一样，根据DMR标准，成形滤波器采用滚降系数为0.2的平方根升余弦滤波器[5]。每个符号8个样点，群时延为6。其时域响应图如图4所示。 2.3 帧同步 本地存储好的同步序列与接收到的信号进行时域相关，然后通过相关峰值检测，就能够判断是否接收到相关的帧。假设接收到的信号序列为[r（k）]，本地同步序列为[syni（k）]，其中[i]为0，1，2分别对应数据、语音、反响信令三种突发类型。接收信号和本地信号进行相关[xcorri（θ）=k=0M{r（k+θ）syn*i（k）}2]，比较所有的[xcorri（θ），]从中找出最大的值，该值对应的[θ，][i]即为时域相关得到的初始同步位置和同步突发类型[6]。图5为各同步序列的相关结果图。其中灰色标志的相关峰值为数据和语音同步序列，黑色标志相关峰值的反响信令同步序列。数据和语音的同步序列具有互反性，通过相关值的符号即可确定。 图4 时域响应图 图5 相关结果 2.4 频偏估计和纠正 为了提高估计精度，使用同步序列进行频偏估计。假设在一个时隙的时间内，载波频偏[Δf]近似不变[7]，经过下变频的信号表示为： [SFMr（t）=cos（2πΔft+2π0tsrcos（τ）dτ）] 忽略噪声的影响，经过相位估计和差分鉴频率后，输出的相位信息为： [θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0+2πΔfnsrcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π）=srcos（nTs）+Δf] 可以看出，频偏将导致差分后的序列增加一个直流分量，对[srcos（nTs）]进行匹配滤波后得序列[x（nTs），]由于直流分量[Δf]经过匹配滤波器后依然是直流分量，即[x（nTs）=x（nTs）+Δf。]在信号同步过程中，如果相关能量值大于预定门限，以当前位置为基准，抽取得到24个同步符号，[sy（n）=sy（n）+Δf，]由于同步符号有[n=023sy（n）=0，]所以频偏估计[Δf=n=023sy（n）24，]信号同步成功时，输出同步位置的频偏估计值，将接收信号减掉频偏估计值[Δf，]这样完成了频偏估计和纠正。 2.5 采样判决 DMR采样的四电平频移键控（4FSK）调制方式，其频偏指数为0.27，符号、比特及频偏的对应关系[8]见表1。 表1 4FSK比特符号对应频偏 [比特信息＼&符号＼&4FSK频偏 /kHz＼&比特1＼&比特0＼&0＼&1＼&+3＼&+1.944＼&0＼&0＼&+1＼&+0.648＼&1＼&0＼&-1＼&-0.648＼&1＼&1＼&-3＼&-1.944＼&] 表1说明了当频偏值为正值时，比特1的信息为0，相反为1。当频偏值的绝对值为1 944时，比特0的信息为1；绝对值为648时，比特0的信息为0。首先把频偏纠正后的接收信号作一个符号的正负判断，完成比特1的信息判决，之后再根据一定的绝对门限值完成比特0的信息判决。比特1、比特0进行并/串转换，这样就完成了整个一帧的数据解调。 3 结 语 本文所设计的算法已经在Xilinx Spartan6平台上实现，并且分别完成了数据帧、语音帧以及数据、语音混合帧的测试。经过测试，该算法在信噪比很低的情况下，也能正确地判断出各种帧类型，以及正确地解调出相应的信息。其接收灵敏度、邻道选择性、共信道抑制等指标[9]完全满足DMR标准所规定的接收测试指标。 参考文献 [1] ETSI. ETSI TS 102 361?3 Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 3： DMR data protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2012. [2] ETSI. ETSI TS 102 361?2 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）；digital mobile radio（DMR） systems； Part 2： DMR voice and generic services and facilities [R]. [S.l.]： ETSI， 2012. [3] 钟烈.基于DMR的4CPFSK基带信号处理技术研究和芯片设计实现[D].杭州：浙江大学，2012. [4] 许贝旎.数字集群手持机基带算法研究与实现[D].成都：电子科技大学，2010. [5] 左金钟，马伊民，习清伶.滚降系数不匹配对基带传输系统的性能影响[J].国外电子测量技术，2011，30（8）：27?34. [6] 汪瀚.DMR标准无线收发机数字中频调制解调的设计与实现[D].北京：清华大学，2009. [7] 方竞.基于FPGA的DMR转发台中频模块的实现[D].西安：西安电子科技大学，2012. [8] ETSI. ETSI TS 102 361?1 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters（ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 1： DMR air interface （AI）protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2011. [9] 谢永军.基于DMR数字集群通信技术的研究[D].北京：北京邮电大学，2009. 2.2 匹配滤波 匹配滤波器使用的参数和发送端的成形滤波器参数一样，根据DMR标准，成形滤波器采用滚降系数为0.2的平方根升余弦滤波器[5]。每个符号8个样点，群时延为6。其时域响应图如图4所示。 2.3 帧同步 本地存储好的同步序列与接收到的信号进行时域相关，然后通过相关峰值检测，就能够判断是否接收到相关的帧。假设接收到的信号序列为[r（k）]，本地同步序列为[syni（k）]，其中[i]为0，1，2分别对应数据、语音、反响信令三种突发类型。接收信号和本地信号进行相关[xcorri（θ）=k=0M{r（k+θ）syn*i（k）}2]，比较所有的[xcorri（θ），]从中找出最大的值，该值对应的[θ，][i]即为时域相关得到的初始同步位置和同步突发类型[6]。图5为各同步序列的相关结果图。其中灰色标志的相关峰值为数据和语音同步序列，黑色标志相关峰值的反响信令同步序列。数据和语音的同步序列具有互反性，通过相关值的符号即可确定。 图4 时域响应图 图5 相关结果 2.4 频偏估计和纠正 为了提高估计精度，使用同步序列进行频偏估计。假设在一个时隙的时间内，载波频偏[Δf]近似不变[7]，经过下变频的信号表示为： [SFMr（t）=cos（2πΔft+2π0tsrcos（τ）dτ）] 忽略噪声的影响，经过相位估计和差分鉴频率后，输出的相位信息为： [θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0+2πΔfnsrcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π）=srcos（nTs）+Δf] 可以看出，频偏将导致差分后的序列增加一个直流分量，对[srcos（nTs）]进行匹配滤波后得序列[x（nTs），]由于直流分量[Δf]经过匹配滤波器后依然是直流分量，即[x（nTs）=x（nTs）+Δf。]在信号同步过程中，如果相关能量值大于预定门限，以当前位置为基准，抽取得到24个同步符号，[sy（n）=sy（n）+Δf，]由于同步符号有[n=023sy（n）=0，]所以频偏估计[Δf=n=023sy（n）24，]信号同步成功时，输出同步位置的频偏估计值，将接收信号减掉频偏估计值[Δf，]这样完成了频偏估计和纠正。 2.5 采样判决 DMR采样的四电平频移键控（4FSK）调制方式，其频偏指数为0.27，符号、比特及频偏的对应关系[8]见表1。 表1 4FSK比特符号对应频偏 [比特信息＼&符号＼&4FSK频偏 /kHz＼&比特1＼&比特0＼&0＼&1＼&+3＼&+1.944＼&0＼&0＼&+1＼&+0.648＼&1＼&0＼&-1＼&-0.648＼&1＼&1＼&-3＼&-1.944＼&] 表1说明了当频偏值为正值时，比特1的信息为0，相反为1。当频偏值的绝对值为1 944时，比特0的信息为1；绝对值为648时，比特0的信息为0。首先把频偏纠正后的接收信号作一个符号的正负判断，完成比特1的信息判决，之后再根据一定的绝对门限值完成比特0的信息判决。比特1、比特0进行并/串转换，这样就完成了整个一帧的数据解调。 3 结 语 本文所设计的算法已经在Xilinx Spartan6平台上实现，并且分别完成了数据帧、语音帧以及数据、语音混合帧的测试。经过测试，该算法在信噪比很低的情况下，也能正确地判断出各种帧类型，以及正确地解调出相应的信息。其接收灵敏度、邻道选择性、共信道抑制等指标[9]完全满足DMR标准所规定的接收测试指标。 参考文献 [1] ETSI. ETSI TS 102 361?3 Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 3： DMR data protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2012. [2] ETSI. ETSI TS 102 361?2 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）；digital mobile radio（DMR） systems； Part 2： DMR voice and generic services and facilities [R]. [S.l.]： ETSI， 2012. [3] 钟烈.基于DMR的4CPFSK基带信号处理技术研究和芯片设计实现[D].杭州：浙江大学，2012. [4] 许贝旎.数字集群手持机基带算法研究与实现[D].成都：电子科技大学，2010. [5] 左金钟，马伊民，习清伶.滚降系数不匹配对基带传输系统的性能影响[J].国外电子测量技术，2011，30（8）：27?34. [6] 汪瀚.DMR标准无线收发机数字中频调制解调的设计与实现[D].北京：清华大学，2009. [7] 方竞.基于FPGA的DMR转发台中频模块的实现[D].西安：西安电子科技大学，2012. [8] ETSI. ETSI TS 102 361?1 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters（ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 1： DMR air interface （AI）protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2011. [9] 谢永军.基于DMR数字集群通信技术的研究[D].北京：北京邮电大学，2009. 2.2 匹配滤波 匹配滤波器使用的参数和发送端的成形滤波器参数一样，根据DMR标准，成形滤波器采用滚降系数为0.2的平方根升余弦滤波器[5]。每个符号8个样点，群时延为6。其时域响应图如图4所示。 2.3 帧同步 本地存储好的同步序列与接收到的信号进行时域相关，然后通过相关峰值检测，就能够判断是否接收到相关的帧。假设接收到的信号序列为[r（k）]，本地同步序列为[syni（k）]，其中[i]为0，1，2分别对应数据、语音、反响信令三种突发类型。接收信号和本地信号进行相关[xcorri（θ）=k=0M{r（k+θ）syn*i（k）}2]，比较所有的[xcorri（θ），]从中找出最大的值，该值对应的[θ，][i]即为时域相关得到的初始同步位置和同步突发类型[6]。图5为各同步序列的相关结果图。其中灰色标志的相关峰值为数据和语音同步序列，黑色标志相关峰值的反响信令同步序列。数据和语音的同步序列具有互反性，通过相关值的符号即可确定。 图4 时域响应图 图5 相关结果 2.4 频偏估计和纠正 为了提高估计精度，使用同步序列进行频偏估计。假设在一个时隙的时间内，载波频偏[Δf]近似不变[7]，经过下变频的信号表示为： [SFMr（t）=cos（2πΔft+2π0tsrcos（τ）dτ）] 忽略噪声的影响，经过相位估计和差分鉴频率后，输出的相位信息为： [θn=2πTsk=0nsrcos（kTs）+θ0+2πΔfnsrcos（nTs）=（θn-θn-1）（2π）=srcos（nTs）+Δf] 可以看出，频偏将导致差分后的序列增加一个直流分量，对[srcos（nTs）]进行匹配滤波后得序列[x（nTs），]由于直流分量[Δf]经过匹配滤波器后依然是直流分量，即[x（nTs）=x（nTs）+Δf。]在信号同步过程中，如果相关能量值大于预定门限，以当前位置为基准，抽取得到24个同步符号，[sy（n）=sy（n）+Δf，]由于同步符号有[n=023sy（n）=0，]所以频偏估计[Δf=n=023sy（n）24，]信号同步成功时，输出同步位置的频偏估计值，将接收信号减掉频偏估计值[Δf，]这样完成了频偏估计和纠正。 2.5 采样判决 DMR采样的四电平频移键控（4FSK）调制方式，其频偏指数为0.27，符号、比特及频偏的对应关系[8]见表1。 表1 4FSK比特符号对应频偏 [比特信息＼&符号＼&4FSK频偏 /kHz＼&比特1＼&比特0＼&0＼&1＼&+3＼&+1.944＼&0＼&0＼&+1＼&+0.648＼&1＼&0＼&-1＼&-0.648＼&1＼&1＼&-3＼&-1.944＼&] 表1说明了当频偏值为正值时，比特1的信息为0，相反为1。当频偏值的绝对值为1 944时，比特0的信息为1；绝对值为648时，比特0的信息为0。首先把频偏纠正后的接收信号作一个符号的正负判断，完成比特1的信息判决，之后再根据一定的绝对门限值完成比特0的信息判决。比特1、比特0进行并/串转换，这样就完成了整个一帧的数据解调。 3 结 语 本文所设计的算法已经在Xilinx Spartan6平台上实现，并且分别完成了数据帧、语音帧以及数据、语音混合帧的测试。经过测试，该算法在信噪比很低的情况下，也能正确地判断出各种帧类型，以及正确地解调出相应的信息。其接收灵敏度、邻道选择性、共信道抑制等指标[9]完全满足DMR标准所规定的接收测试指标。 参考文献 [1] ETSI. ETSI TS 102 361?3 Electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 3： DMR data protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2012. [2] ETSI. ETSI TS 102 361?2 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters （ERM）；digital mobile radio（DMR） systems； Part 2： DMR voice and generic services and facilities [R]. [S.l.]： ETSI， 2012. [3] 钟烈.基于DMR的4CPFSK基带信号处理技术研究和芯片设计实现[D].杭州：浙江大学，2012. [4] 许贝旎.数字集群手持机基带算法研究与实现[D].成都：电子科技大学，2010. [5] 左金钟，马伊民，习清伶.滚降系数不匹配对基带传输系统的性能影响[J].国外电子测量技术，2011，30（8）：27?34. [6] 汪瀚.DMR标准无线收发机数字中频调制解调的设计与实现[D].北京：清华大学，2009. [7] 方竞.基于FPGA的DMR转发台中频模块的实现[D].西安：西安电子科技大学，2012. [8] ETSI. ETSI TS 102 361?1 electromagnetic compatibility and radio spectrum matters（ERM）； digital mobile radio （DMR） systems； Part 1： DMR air interface （AI）protocol [R]. [S.l.]： ETSI， 2011. [9] 谢永军.基于DMR数字集群通信技术的研究[D].北京：北京邮电大学，2009. |
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