DDS驱动PLL的X波段宽带高纯度捷变源设计
庞春辉
【摘 要】为了满足宽带高纯度频率源的需求，研制了一种X波段DDS驱动PLL源，并给出关键电路的仿真设计，详细分析了各项指标的设计，讨论了影响杂散的因素及解决方法，最后给出了研制结果和测试数据。
【关键词】AD9912；低杂散；X波段
Design of X-band Broadband High-Purity Agile Source based on DDS-Driven PLL
PANG Chunhui
[Abstract] In order to meet the requirements of broadband high-purity frequency source， an X-band DDS driven PLL source is developed. The simulation design of key circuit is given. The design of various indexes is analyzed in detail. The factors affecting the spur and the corresponding solutions are discussed. Finally， the developed results and tested data are given.
[Key words]AD9912； low spur； X band
1 引言
現代无线通信技术的飞速发展以及32QAM等调制技术的应用，对系统的相位噪声性能提出了更高更严格的要求，这就要求系统的载波、本振具有更好的相位噪声指标。另外，为了提高系统的抗干扰能力和接收信号能力，具有宽带、小步进、低杂散特点的频率源也就变得越来越重要。
直接数字式频率合成源（DDS）驱动锁相环（PLL）方式，近端环路内杂散按20lgN恶化（N为锁相环倍频次数）[1]，其电路结构简单，易于实现宽带小步进源，因此得到了广泛的应用。但是其缺点是当倍频次数高时，要获得低杂散的频率合成器，则对DDS芯片输出的近端杂散要求较高。
为此，提出了一种改进型DDS驱动PLL的结构，通过合理的设置避开DDS芯片输出近端杂散差的点。同时，采用变带宽环路滤波器设计，实现了基于DDS驱动PLL的X波段宽带高纯度捷变源。
2 改进型DDS驱动PLL的原理
常规DDS驱动PLL产生宽带信号的原理如图1所示。图1中，DDS作为PLL的激励源，PLL作为跟踪倍频锁相环[2]。
改进型DDS驱动PLL原理如图2所示：
主要的改进有：固定DDS参考时钟改进为可变DDS参考时钟；采用具有SpurKiller技术的DDS芯片AD9912；常规BPF改进为窄带电调滤波器；固定分频器改进为可编程分频器；固定环路滤波器改进为可变带宽环路滤波器。
可变DDS参考信号源通过锁相晶振fref产生，输出频率为fddsref，其相位噪声和跳频时间对后面系统起着决定性作用，输出频率fddsref和晶振fref的关系为[3]：
fddsref=N1×fref （1）
DDS电路采用具有SpurKiller技术的AD9912[4]。当DDS芯片输出频率固定频偏处的近端杂散，可以采用SpurKiller技术加以抑制，其思路是给该频偏杂波一个和其相位相反的信号，使其幅度减弱，加以抑制，实验结果表明该技术可以有效地改善近端杂散（载频50 kHz内）4～6 dB。DDS输出的信号频率为fdds，频率值由fddsref和AD9912的48位频率控制字（FTW）决定。当频率控制字不变时，通过改变fddsref便可以实现DDS芯片输出频率的改变。DDS输出频率fdds与fddsref的关系为：
fdds=（FTW/248）fddsref （2）
DDS信号输出后使用窄带电调滤波器，使频谱更加纯净。为了获得高指标的相位噪声和杂散指标，尽量减少PLL的倍频次数，因此尽可能地采用高频率输出的fdds直接鉴相。鉴相器属于敏感器件，fdds的杂波很有可能在鉴相器内与fdds以及空间和电源串扰过来的信号，经过类似混频器的效应，形成最终频率输出fout的近端杂波，难以去除。
可编程分频器主要是配合fdds和满足最终输出频率fout，使fdds的输出具有更大的灵活性。输出频率fout与DDS输出频率fdds的关系为：
fout=N2×fdds （3）
将（1）式、（2）式带入（3）式有：
fout=N2×N1×（FTW/248）fref （4）
当失锁时，采用宽的环路滤波器，进行快速捕获。锁定后，切换到窄的环路滤波器，从而提高系统的跳频时间、杂散以及远端的相位噪声。
3 改进型DDS驱动PLL电路实现
3.1 可变DDS参考源电路实现
DDS参考源的鉴相器采用ADF4193。ADF4193[5]是目前AD公司最快的锁相芯片，当失锁时，电荷泵以锁定时64倍的电荷泵电流进行锁定，锁定后依次关闭，环路内电阻和电容参数不变。锁相源变环路带宽比超过10时，其稳定性设计要经过仿真，在切换的整个过程中，环路都稳定工作。对整个环路进行计算，然后直接优化，仿真模型如图3所示[6]。
保持其他环路参数不变，令Rs=R1b=R11b，根据经典锁相环理论[7]，可知当Rs增大时，环路变窄，当Rs减小时，环路变宽。按照图3的仿真模型，可以发现当Rs选择合适的范围，整个环路的相位余量均可在60°以上，从而在切换环路的过程中，整个环路都处于稳定条件，可以可靠地工作。
3.2 DDS电路实现
DDS电路采用了AD9912芯片产生fdds作为X波段PLL的参考信号。AD9912是ADI公司推出的AD991X系列的DDS产品，与AD995X系列产品相比，AD9912在保持低功耗的同时，杂散性能得到了大幅度改善，同时使用了SpurKiller技术并且有两组对应的寄存器供用户使用。AD9912具有48位的频率控制字，内部集成14 bit的可工作在1 GHz的DAC。该DAC具备优秀的动态性能，采用1 GHz低相位噪声参考源时，输出258.3 MHz信号在1 kHz处相位噪声可达-135 dBc/Hz。因为AD9912内部没有带通滤波器，因此经过DAC余弦输出的信号不可避免的有参考时钟杂散、相位截短杂散、相位幅度转换杂散、DDS内部数字信号引入的杂散和PCB布线及电源引入的杂散等[8]。因此，要在fdds近端载频50 kHz内产生超过100 dBc杂散抑制的信号，只能在DDS理论上无杂散点的区域附近，通过实验板仔细测量。X波段宽带高纯度捷变源fdds的杂散约在240 MHz附近，最终结果表明，fdds载频50 kHz内的杂散可以达到85 dBc的抑制。
窄带电调滤波器非常重要，其用于滤除fdds周围的杂散信号。频率源最初设计未含有窄带电调滤波器，只是让AD9912产生的fdds信号通过高阶低通滤波器后进行鉴相，输出频率的近端杂散抑制只能在-65 dBc左右，无法达到-70 dBc。
3.3 X波段PLL电路实现
PLL电路在环路带宽内，系统输出的相位噪声主要取决于参考信号和数字鉴相器基底噪声，在环路带宽外，相位噪声则主要由VCO决定[9]，所以环路器件的选取非常重要。PLL鉴相器采用AD公司HMC698LP5E[10]，其具有超低SSB相位噪底，集成宽带极性可反转数字PFD和锁定检测输出，可编程分频器最大分频为259，工作频率高达7 GHz。VCO采用国产定制器件，相位噪声为-112 dBc/Hz@100 kHz。
环路带宽直接决定了锁定时间。环路带宽越大，锁定时间越短，反之，锁定时间越长。频率跳变的大小也决定了锁定时间。频率跳变越大，锁定时间越长，反之，锁定时间越短[11]。窄环路能提高PLL的杂散抑制，提高PLL锁定速度和窄环路矛盾主要有两大方法：
（1）给VCO精确预置电压，在跳频时，使环路电压变化最小，提高锁定速度，方法有DA预置和辅助鉴相等。
（2）变环路带宽，在跳频时，采用大的环路带宽迅速锁定或者接近锁定，然后切换到窄环路，方法有改变鉴相增益法和切换环路电阻等。DA预置的缺点是DA会引入数字杂散导致相噪和近端杂散恶化，在输出频率达10 GHz的VCO很难达到-70 dBc的抑制。辅助鉴相法缺点是电路复杂度提高，可能引入杂散的地方增多，使得布板难度加大。因此，X波段源采用的是切换环路电阻法。环路滤波器如图4所示。
该环路滤波器参数上下对称，R1a=R11a，R1b=R11b，C1=C11等依次类推。为了加强远端滤波和更好的远端相位噪声，在原HITTITE在线仿真电路基础上增加C2、R3和C4，采用高阶有源环路滤波器。当锁定时，开关闭合，R1C与R1b并联，R11C与R11b并联，整个环路处于窄带模式，约44 kHz左右。失锁时，开关断开，整个环路处于宽带模式，约500 kHz左右，变带宽比超过10。
根据以上分析对PLL进行仿真，得到跳频时间仿真结果如图5所示，相位噪声仿真结果如图6所示。PLL跳频时间为12 μs，相位噪声为95.9 dBc/Hz@100 kHz。
4 测试结果
4.1 跳频时间测试
常温测试时，当环路处于宽带模式时，锁定时间约为15μs，切换到窄带时，还需要重新入锁调整阶段，约为17 μs，整个锁定过程约有32μs。高低温工作时，由于环路的电容值和电阻值的改变，导致全温范围下约有5 μs的改变。最终，在全温范围下最大跳频时间为37 μs。
4.2 杂散抑制测试
用频谱仪对频率源输出信号进行测试，近端杂散抑制测试结果如图7（a）所示。由图7可得，在500 kHz带宽内，杂散抑制可达85 dBc，证明DDS激励信号谱线比较干净。在偏离主频200 kHz左右处有毛刺出现，这是电源处理不干净引入的杂散。
远端杂散抑制测试结果如图7（b）所示。由图可见在偏离主频100 MHz左右有抑制为69 dB的杂波。这个杂波是由于鉴相泄漏引入的，主要原因是VCO和鉴相器反馈端之间的隔离度不够高。
4.3 相位噪声测试
频率源输出信号相位噪声测试结果如图8所示。由图8可得实测结果劣于仿真结果，这是由于仿真图是在理想条件下得到的，实际电路中阻容元器件会引入热噪声，电磁兼容设计缺陷会使环路受到干扰，电源噪声也会串扰整个电路，使相位噪声恶化。
5 结束语
本次设计对常规DDS驱动PLL方式进行改进，采用变带宽环路滤波器设计，使频率源输出信号实现了捷变频、高杂散抑制、低相位噪声。频率源输出信号相位噪声和杂散抑制未达到最理想化，通过对电磁兼容设计进行改进和加强电源处理，可使测试结果进一步优化。本设计提出了一种新的设计频率源思路，对其他频率源的设计具有一定的实际参考价值。
参考文献：
[1] 白居宪. 低噪声频率合成[M]. 西安： 西安交通大学出版社， 1995.
[2] 高玉良. 现代频率合成与控制技术[M]. 北京： 航空工业出版社， 2002.
[3] 王福昌，鲁昆生. 锁相技术[M]. 武汉： 华中科技大学出版社， 1997.
[4] Analog Devices Inc. 1 GSPS Direct Digital Synthesizer With 14-bit DAC AD9912 Data Sheet[Z]. 2012.
[5] Analog Devices Inc. Low Phase Noise， Fast Settling PLL Frequency Synthesizer ADF4193 Data Sheet[Z]. 2012.
[6] 徐興福. ADS2011射频电路设计与仿真实例[M]. 北京： 电子工业出版社， 2014.
[7] 张建斌. 锁相与频率合成[M]. 北京： 科学出版社， 2011.
[8] Analog Devices Inc. A Technical Tutorial on Digital Signal Synthesis[Z]. 2012.
[9] 彭志华，周存麒. C波段低相噪频率合成器设计[J]. 无线电工程， 2012（3）： 44-46.
[10] Analog Devices Inc. Microwave CorporationHMC698
LP5E Datasheet[Z]. 2012.
[11] 徐建华，陈静，丁海春. 低相噪捷变频毫米波频率源的研制[J]. 固体电子学研究与进展， 2016（8）： 274-278.
【摘 要】为了满足宽带高纯度频率源的需求，研制了一种X波段DDS驱动PLL源，并给出关键电路的仿真设计，详细分析了各项指标的设计，讨论了影响杂散的因素及解决方法，最后给出了研制结果和测试数据。
【关键词】AD9912；低杂散；X波段
Design of X-band Broadband High-Purity Agile Source based on DDS-Driven PLL
PANG Chunhui
[Abstract] In order to meet the requirements of broadband high-purity frequency source， an X-band DDS driven PLL source is developed. The simulation design of key circuit is given. The design of various indexes is analyzed in detail. The factors affecting the spur and the corresponding solutions are discussed. Finally， the developed results and tested data are given.
[Key words]AD9912； low spur； X band
1 引言
現代无线通信技术的飞速发展以及32QAM等调制技术的应用，对系统的相位噪声性能提出了更高更严格的要求，这就要求系统的载波、本振具有更好的相位噪声指标。另外，为了提高系统的抗干扰能力和接收信号能力，具有宽带、小步进、低杂散特点的频率源也就变得越来越重要。
直接数字式频率合成源（DDS）驱动锁相环（PLL）方式，近端环路内杂散按20lgN恶化（N为锁相环倍频次数）[1]，其电路结构简单，易于实现宽带小步进源，因此得到了广泛的应用。但是其缺点是当倍频次数高时，要获得低杂散的频率合成器，则对DDS芯片输出的近端杂散要求较高。
为此，提出了一种改进型DDS驱动PLL的结构，通过合理的设置避开DDS芯片输出近端杂散差的点。同时，采用变带宽环路滤波器设计，实现了基于DDS驱动PLL的X波段宽带高纯度捷变源。
2 改进型DDS驱动PLL的原理
常规DDS驱动PLL产生宽带信号的原理如图1所示。图1中，DDS作为PLL的激励源，PLL作为跟踪倍频锁相环[2]。
改进型DDS驱动PLL原理如图2所示：
主要的改进有：固定DDS参考时钟改进为可变DDS参考时钟；采用具有SpurKiller技术的DDS芯片AD9912；常规BPF改进为窄带电调滤波器；固定分频器改进为可编程分频器；固定环路滤波器改进为可变带宽环路滤波器。
可变DDS参考信号源通过锁相晶振fref产生，输出频率为fddsref，其相位噪声和跳频时间对后面系统起着决定性作用，输出频率fddsref和晶振fref的关系为[3]：
fddsref=N1×fref （1）
DDS电路采用具有SpurKiller技术的AD9912[4]。当DDS芯片输出频率固定频偏处的近端杂散，可以采用SpurKiller技术加以抑制，其思路是给该频偏杂波一个和其相位相反的信号，使其幅度减弱，加以抑制，实验结果表明该技术可以有效地改善近端杂散（载频50 kHz内）4～6 dB。DDS输出的信号频率为fdds，频率值由fddsref和AD9912的48位频率控制字（FTW）决定。当频率控制字不变时，通过改变fddsref便可以实现DDS芯片输出频率的改变。DDS输出频率fdds与fddsref的关系为：
fdds=（FTW/248）fddsref （2）
DDS信号输出后使用窄带电调滤波器，使频谱更加纯净。为了获得高指标的相位噪声和杂散指标，尽量减少PLL的倍频次数，因此尽可能地采用高频率输出的fdds直接鉴相。鉴相器属于敏感器件，fdds的杂波很有可能在鉴相器内与fdds以及空间和电源串扰过来的信号，经过类似混频器的效应，形成最终频率输出fout的近端杂波，难以去除。
可编程分频器主要是配合fdds和满足最终输出频率fout，使fdds的输出具有更大的灵活性。输出频率fout与DDS输出频率fdds的关系为：
fout=N2×fdds （3）
将（1）式、（2）式带入（3）式有：
fout=N2×N1×（FTW/248）fref （4）
当失锁时，采用宽的环路滤波器，进行快速捕获。锁定后，切换到窄的环路滤波器，从而提高系统的跳频时间、杂散以及远端的相位噪声。
3 改进型DDS驱动PLL电路实现
3.1 可变DDS参考源电路实现
DDS参考源的鉴相器采用ADF4193。ADF4193[5]是目前AD公司最快的锁相芯片，当失锁时，电荷泵以锁定时64倍的电荷泵电流进行锁定，锁定后依次关闭，环路内电阻和电容参数不变。锁相源变环路带宽比超过10时，其稳定性设计要经过仿真，在切换的整个过程中，环路都稳定工作。对整个环路进行计算，然后直接优化，仿真模型如图3所示[6]。
保持其他环路参数不变，令Rs=R1b=R11b，根据经典锁相环理论[7]，可知当Rs增大时，环路变窄，当Rs减小时，环路变宽。按照图3的仿真模型，可以发现当Rs选择合适的范围，整个环路的相位余量均可在60°以上，从而在切换环路的过程中，整个环路都处于稳定条件，可以可靠地工作。
3.2 DDS电路实现
DDS电路采用了AD9912芯片产生fdds作为X波段PLL的参考信号。AD9912是ADI公司推出的AD991X系列的DDS产品，与AD995X系列产品相比，AD9912在保持低功耗的同时，杂散性能得到了大幅度改善，同时使用了SpurKiller技术并且有两组对应的寄存器供用户使用。AD9912具有48位的频率控制字，内部集成14 bit的可工作在1 GHz的DAC。该DAC具备优秀的动态性能，采用1 GHz低相位噪声参考源时，输出258.3 MHz信号在1 kHz处相位噪声可达-135 dBc/Hz。因为AD9912内部没有带通滤波器，因此经过DAC余弦输出的信号不可避免的有参考时钟杂散、相位截短杂散、相位幅度转换杂散、DDS内部数字信号引入的杂散和PCB布线及电源引入的杂散等[8]。因此，要在fdds近端载频50 kHz内产生超过100 dBc杂散抑制的信号，只能在DDS理论上无杂散点的区域附近，通过实验板仔细测量。X波段宽带高纯度捷变源fdds的杂散约在240 MHz附近，最终结果表明，fdds载频50 kHz内的杂散可以达到85 dBc的抑制。
窄带电调滤波器非常重要，其用于滤除fdds周围的杂散信号。频率源最初设计未含有窄带电调滤波器，只是让AD9912产生的fdds信号通过高阶低通滤波器后进行鉴相，输出频率的近端杂散抑制只能在-65 dBc左右，无法达到-70 dBc。
3.3 X波段PLL电路实现
PLL电路在环路带宽内，系统输出的相位噪声主要取决于参考信号和数字鉴相器基底噪声，在环路带宽外，相位噪声则主要由VCO决定[9]，所以环路器件的选取非常重要。PLL鉴相器采用AD公司HMC698LP5E[10]，其具有超低SSB相位噪底，集成宽带极性可反转数字PFD和锁定检测输出，可编程分频器最大分频为259，工作频率高达7 GHz。VCO采用国产定制器件，相位噪声为-112 dBc/Hz@100 kHz。
环路带宽直接决定了锁定时间。环路带宽越大，锁定时间越短，反之，锁定时间越长。频率跳变的大小也决定了锁定时间。频率跳变越大，锁定时间越长，反之，锁定时间越短[11]。窄环路能提高PLL的杂散抑制，提高PLL锁定速度和窄环路矛盾主要有两大方法：
（1）给VCO精确预置电压，在跳频时，使环路电压变化最小，提高锁定速度，方法有DA预置和辅助鉴相等。
（2）变环路带宽，在跳频时，采用大的环路带宽迅速锁定或者接近锁定，然后切换到窄环路，方法有改变鉴相增益法和切换环路电阻等。DA预置的缺点是DA会引入数字杂散导致相噪和近端杂散恶化，在输出频率达10 GHz的VCO很难达到-70 dBc的抑制。辅助鉴相法缺点是电路复杂度提高，可能引入杂散的地方增多，使得布板难度加大。因此，X波段源采用的是切换环路电阻法。环路滤波器如图4所示。
该环路滤波器参数上下对称，R1a=R11a，R1b=R11b，C1=C11等依次类推。为了加强远端滤波和更好的远端相位噪声，在原HITTITE在线仿真电路基础上增加C2、R3和C4，采用高阶有源环路滤波器。当锁定时，开关闭合，R1C与R1b并联，R11C与R11b并联，整个环路处于窄带模式，约44 kHz左右。失锁时，开关断开，整个环路处于宽带模式，约500 kHz左右，变带宽比超过10。
根据以上分析对PLL进行仿真，得到跳频时间仿真结果如图5所示，相位噪声仿真结果如图6所示。PLL跳频时间为12 μs，相位噪声为95.9 dBc/Hz@100 kHz。
4 测试结果
4.1 跳频时间测试
常温测试时，当环路处于宽带模式时，锁定时间约为15μs，切换到窄带时，还需要重新入锁调整阶段，约为17 μs，整个锁定过程约有32μs。高低温工作时，由于环路的电容值和电阻值的改变，导致全温范围下约有5 μs的改变。最终，在全温范围下最大跳频时间为37 μs。
4.2 杂散抑制测试
用频谱仪对频率源输出信号进行测试，近端杂散抑制测试结果如图7（a）所示。由图7可得，在500 kHz带宽内，杂散抑制可达85 dBc，证明DDS激励信号谱线比较干净。在偏离主频200 kHz左右处有毛刺出现，这是电源处理不干净引入的杂散。
远端杂散抑制测试结果如图7（b）所示。由图可见在偏离主频100 MHz左右有抑制为69 dB的杂波。这个杂波是由于鉴相泄漏引入的，主要原因是VCO和鉴相器反馈端之间的隔离度不够高。
4.3 相位噪声测试
频率源输出信号相位噪声测试结果如图8所示。由图8可得实测结果劣于仿真结果，这是由于仿真图是在理想条件下得到的，实际电路中阻容元器件会引入热噪声，电磁兼容设计缺陷会使环路受到干扰，电源噪声也会串扰整个电路，使相位噪声恶化。
5 结束语
本次设计对常规DDS驱动PLL方式进行改进，采用变带宽环路滤波器设计，使频率源输出信号实现了捷变频、高杂散抑制、低相位噪声。频率源输出信号相位噪声和杂散抑制未达到最理想化，通过对电磁兼容设计进行改进和加强电源处理，可使测试结果进一步优化。本设计提出了一种新的设计频率源思路，对其他频率源的设计具有一定的实际参考价值。
参考文献：
[1] 白居宪. 低噪声频率合成[M]. 西安： 西安交通大学出版社， 1995.
[2] 高玉良. 现代频率合成与控制技术[M]. 北京： 航空工业出版社， 2002.
[3] 王福昌，鲁昆生. 锁相技术[M]. 武汉： 华中科技大学出版社， 1997.
[4] Analog Devices Inc. 1 GSPS Direct Digital Synthesizer With 14-bit DAC AD9912 Data Sheet[Z]. 2012.
[5] Analog Devices Inc. Low Phase Noise， Fast Settling PLL Frequency Synthesizer ADF4193 Data Sheet[Z]. 2012.
[6] 徐興福. ADS2011射频电路设计与仿真实例[M]. 北京： 电子工业出版社， 2014.
[7] 张建斌. 锁相与频率合成[M]. 北京： 科学出版社， 2011.
[8] Analog Devices Inc. A Technical Tutorial on Digital Signal Synthesis[Z]. 2012.
[9] 彭志华，周存麒. C波段低相噪频率合成器设计[J]. 无线电工程， 2012（3）： 44-46.
[10] Analog Devices Inc. Microwave CorporationHMC698
LP5E Datasheet[Z]. 2012.
[11] 徐建华，陈静，丁海春. 低相噪捷变频毫米波频率源的研制[J]. 固体电子学研究与进展， 2016（8）： 274-278.
